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详解MOS管损坏典型问题

  (3)电流太高,没有做好足够的散热设计,MOS管标称的电流值,一般需要较良好的散热才能达到。所以Id小于最大电流,也可能发热严重,需要足够的辅助散热片。

  (4)MOS管的选型有误,对功率判断有误,MOS管内阻没有充分考虑,导致开关阻抗增大。

  MOS管一个ESD敏感器件,它本身的输入电阻很高,而栅-源极间电容又非常小,所以极易受外界电磁场或静电的感应而带电(少量电荷就可能在极间电容上形成相当高的电压(想想U=Q/C)将管子损坏),又因在静电较强的场合难于泄放电荷,容易引起静电击穿。

  一是电压型,即栅极的薄氧化层发生击穿,形成针孔,使栅极和源极间短路,或者使栅极和漏极间短路;

  静电放电形成的是短时大电流,放电脉冲的时间常数远小于器件散热的时间常数。因此,当静电放电电流通过面积很小的pn结或肖特基结时,将产生很大的瞬间功率密度,形成局部过热,有可能使局部结温达到甚至超过材料的本征温度(如硅的熔点1415℃),使结区局部或多处熔化导致pn结短路,器件彻底失效。这种失效的发生与否,主要取决于器件内部区域的功率密度,功率密度越小,说明器件越不易受到损伤。

  ③ 因瞬间的电场软击穿或电流产生过热,使元件受伤,虽然 仍能工作,但是寿命受损。

  上述这三种情况中,如果元件完全破坏,必能在生产及品质测试中被察觉而排除,影响较少。如果元件轻微受损,在正常测试中不易被发现,在这种情形下,常会因经过多次加工,甚至已在使用时,才被发现破坏,不但检查不易,而且损失亦难以预测。

  3.MOS管有哪几种工作状态?导通如何判断是工作在可变电阻区还是恒流区?有什么区别?

  (1)可变电阻区(也称非饱和区)在满足UgsUthgs(开启电压),且Uds线性关系,该区域近似为一组直线。这时场效管d、s间相当于一个受电压ugs控制的可变电阻。 p=

  (2)恒流区(也称饱和区、放大区、有源区)在满足UgsUthgs(开启电压),且Uds≥Ugs-Uthgs时,为图中预夹断轨迹右边、但尚未击穿的区域,在该区域内,当Ugs一定时,Id几乎不随Uds而变化,呈恒流特性。Id仅受Ugs控制,这时场效应管D、S间相当于一个受电压Ugs控制的电流源。场效应管用于放大电路时,一般就工作在该区域,所以也称为放大区。

  (4)击穿区位击穿区位于图中右边的区域。随着Uds的不断增大,pn结因承受太大的反向电压而击穿,Id急剧增加。工作时应避免管子工作在击穿区。

  (1)开关损耗通常MOSFET工作于开关状态,在截止区和完全导通区之间高频切换,由于在切换过程中要经过线性区,因此产生开关损耗。

  通常开关损失比导通损失大得多,而且开关频率越快,导通瞬间电压和电流的乘积很大,造成的损失也就很大。降低开关时间,可以减小每次导通时的损失;降低开关频率,可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。

  (2)缓启动对电流影响系统在上电的时候往往意味着电源线插拔,或者开关的拨动,这种人为的动作在我们看来只是一瞬间(ms级),但是对于机器来说是一段很长的时间(够电路开关机好几次了),并且伴随着不稳定(手抖、机械振动等等),为系统带来不安定因素,因此我们希望系统在渡过这段时间后在进行工作,即延时上电。

  为了防止冲击电流,由于负载端电容往往都比较大,加上负载本身的功率损耗,因此在导通的瞬间会从源端吸收很大的电流,而我们电源往往都是有响应时间或者是功率上限的,当这个电流瞬间增大的时候,对电源来说意味着输出的功率要提高,当电源本身输出能力还未响应过来的时候(可以理解为此时功率不变),输出电流需要增大,那么相应的输出电压就只能减小,如果这个电压减小幅度过大,超过了器件正常工作电压,那么器件就会停止工作,进而导致系统异常。另一方面,冲击电流过大还可能导致器件损坏。

  5.MOS管开关快慢为什么会引起米勒震荡?米勒震荡和发热问题该如何权衡?

  MOS管的输入与输出是相位相反,恰好180度,也就是等效于一个反相器,也可以理解为一个反相工作的运放。如下图所示:

  从运放这张图中,可以一眼看出,这就是一个反相积分电路,当输入电阻较大时,开关速度比较缓慢,Cgd这颗积分电容影响不明显,但是当开关速度比较高,而且VDD供电电压比较高,比如310V下,通过Cgd的电流比较大,强的积分很容易引起振荡,这个振荡叫米勒振荡。

  所以Cgd也叫米勒电容,而在MOS管开关导通或者关断的那段时间,也就是积分那段时间,叫米勒平台。

  米勒振荡的本质是因为在高压和高速开关下,注意是高压和高速开关下,MOS管在高压高速开关下,就是一个典型的高增益负反馈系统,负反馈特别严重,高增益负反馈很容易引起振荡,尤其是反馈还是电容,又引入了相位移动,反馈相位接近270度。

  负反馈180度是稳定点,360度是振荡点,270度处于稳定与振荡点之间,所以强的负反馈会表现为衰减式振荡。(通俗的理解:输入因为有电感和电阻的限流,高压下反馈突变信号通过电容,因为不平衡引起振荡。)

  相同条件下,低压下因为负反馈没有这么剧烈,所以米勒振荡会很小,一般高频电源先用低压100V测试,波形很好,看不到米勒振荡,但是到了300V,波形就变差了。

  a.提高MOS管G极的输入串联电阻,一般该电阻阻值在1~100欧姆之间,具体值看MOS管的特性和工作频率,阻值越大,开关速度越缓。

  b.在MOS管GS之间并联瓷片电容,一般容量在1nF~10nF附近。看实际需求。

  c.调节电阻电容值,提高电阻和电容,降低充放电时间,减缓开关的边沿速度,这个方式特别适合于硬开关电路,消除硬开关引起的振荡。

  ③ 增加DS电容在ZVS软开关电路中,比如UC3875移相电路中,MOS管DS之间,往往并联无感CBB小电容,一般容量在10nF以内,不能太大,有利于米勒振荡,注意该电容的发热量,频率更高的时候,需要用云母电容。

  ④ 提高漏极电感方式a.在漏极串联镍锌磁珠,提高漏极电感,减缓漏极的电流变化,降低米勒振荡,这个方案也是改善EMC的方法之一,效果比较明显,但该方案不适合高频率强电流的场合,否则该磁珠就发热太高而失效。

  b.PCB布线时,人为的引入布线电感,增长MOS管漏极、源极的PCB布线长度,比如方案C中,适当提高半桥上下MOS管之间的引线,对改善米勒振荡有很大的影响,但这个需要自身的技术水平较高,否则容易失败,此外布线长度提高,需要相应的考虑MOS管的耐压,严重的,需要加MOS管吸收电路。

  (2)米勒震荡与发热开关慢不容易米勒震荡,但开关损耗大,管子发热大,开关速度快理论上开关损耗低(只要能有效抑制米勒震荡),但是往往米勒震荡很厉害(如果米勒震荡很严重,可能在米勒平台就烧管子了),反而开关损耗也大。

  所谓开关损耗是指MOS管在开通和关断过程中,电压和电流不为0,存在功率损耗。

  由前述MOS管导通过程可知,开关损耗主要集中在t1~t3时间段内。而米勒平台时间和MOS管寄生电容Crss成正比,其在MOS管的开关损耗中所占比例最大,因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOS管的开关损耗中起主导作用。

  因此对于MOS管的选型,不仅需要考虑栅极电荷Qg和栅极电阻Rg,也需要同时考虑Crss(Cgd)的大小,其同时也会在规格书的上升时间tr和下降时间tf参数上有间接反映,MOS管的关键参数如下图所示:

  系数0.5是因为将MOS管导通曲线看成是近似线性,折算成面积功率,系数就是0.5;Vin是输入电压,Io是输出电流;tr和tf是MOS管的上升时间和下降时间,分别指的是漏源电压从90%下降到10%和漏源电压从10%上升到90%的时间,可以近似看作米勒平台的持续时间,即上图中的(t3-t2)。

  另外,规格书中的td(on)和td(off)可以近似看作是Vgs电压从0开始上升到米勒平台电压的时间,即上图中的t2。

  根据上述的开关损耗公式可以计算出损耗功率,参照MOS管的功率温升系数,可计算出开关损耗温度,设计中保证好合理的开关损耗温度即可防止MOS管过热损坏。

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